二、参数计算

（一）线圈尺寸计算 线圈平均半匝长计算娜=71 -喊sma =匕+狀₊抓绕线模的工艺圆角在计算匝长时可忽略不计。

(1) 线圈端部投影长兑棱形时

其它形状线圈可由线圈展开图（图2-14)由作图法实际量取。

(2) 单层线圄端部平均长                                                     

以上线圈匝长计箅中，除6、以外，其他尺寸八、C¹,、怂及a也可由作图法求得_&定子成型绕组及转子绕组的有关

计算见第五节，

(二）电抗X的计算
因为电抗X封性能有较大的影响，先对概念、计算过程作些介绍，以便设计人员把握X的变化规律，继而T用它调整电机性能；同时，因异步电机
品种多、设计上的花祥亦多。比如足转子槽形加在一起不少于10余神t掌握方法后，也能自行推导适用于不间情况下的公式（比如各种槽形的单位漏磁导），以得到最佳设计方案，为分析各神运行情況，将电机中的分布电磁场化为具有集中参数的等效电路，并分别用电阻和表征各个交变磁通作用的电抗表示1主磁通少在定子绕组中感应电动势按照等效电路，私=八rX„，即少的作用可用集中参数兄^表示&尤„称为励磁电抗或互感电抗，当定子绕组通以三相电流时，除建立气隙基波旋转磁场，还建立漏磁场。根据所在位置，它们分别由槽漏磁通、气隙漏磁通及端部漏磁通建立，见图2-15a、b。

由图可见，槽部、端部的漏磁通仅与它们自己的绕组交链，气隙漏磁通是由气隙中的谐谀磁通构成a谐波磁通是由定子磁动势中的髙次谐波分童产生的。由于它的极数（2吋)和转速价八与基波极数2#和转速叫不同，因此虽然也通过气隙进入转子，它与转子磁场不是同步旋转，但它仍在定子绕组中感应电动势，且由于人=/^r/6〇=咖即电动势仍为基波频率，亦即与其它定子漏磁通感应的电动势的一样，故将它作为定子漏磁通处建筑事业理。为便于区别，称为谐波辑磁通。也因为谐波漏磁通可以说等于总磁通与基波磁通之差，而将它称为差漏磁通a总之，槽部漏磁通、端部漏磁通和谐波漏磁通，它们均不参与定、转子之间的能童转换，所以这些磁通以及由它们在绕阻中感应的电动势均分别冠以“漏”字。与少同理，可分别由各自的集中参数槽漏抗足、端部漏抗X及谐波漏抗;表示，因⑴)，电感系数(t为计算回路中交变磁链的最大值，JV为每相串联匝数），所以X的计算可归结为计算单位电流的总破链少；又因为少是由/建立的，因此从原理上可以得到：* 磁动势 /Tmd…少-n~=—=斤靴   （2-52)则L= W、<H)  (2-53).或•X = ZnfL = ZizfN2/^ (n)   (2-54)

式中儿*——磁路磁导，4 = 1/及_于是，对于X的变化规律可以归纳如下：

(1) Jt与一定的磁通相对应；

(2)与匝数尺的平方成正比；

(3>当况一定时，X与蜱正比t A™与磁路的截面枳成正比，与磁路长度成反比。

(4^对于确定的线圈，即电感一定的情况下，X与建立相应磁通的电流的频率/成正比。

在三种漏抗中，仅擠漏抗随槽形的变化而变化，而异步电机往往正是通过调整楢的形状、

尺寸来寻求较隹或最佳的方案。因此t仅对槽漏抗公式的形成给以详尽介绍。

下面以单层整距绕组的槽形3为㈣进行推导分析如图2-16,虚线为漏磁通的路径设槽内各导体中的电流为，串联导体数为A，放有导体的槽髙为并假定：

(1)铁心的磁导率件,即仅计算槽内漏磁路 .

(2)漏磁通平行地穿过槽壁A

(3)导线在櫓内均匀分布，导线内电流也均匀分布，即趄略导悴内的集肤效应或挤流效应

根据全电流定律，在某一A高度内的磁通是由它以下的全电流建立的,且仅与垮部分导体自链，因此不同高度导体上的磁链是不同的，欲求心部分

的总磁链应该用积分的办法求得。没有安放导线的槽口部分一AW+M+心，其情况比较简单一该部分磁通是槽内总电流建立的，并与槽内全部导体况交链&为简化计算，设导线内通过的电流梅值为1A,即二==/^=1丄則有i=K/。于是由X=2jr/i，将求Z的问题又变为求匕。建立槽口部分磁通的磁动势椹值为，该部分的磁通磁链宄。分别为

定义罹早位漏磁导I

I由两部分组成，无导体部分(槽口单位漏磁导七及有导体部分(槽底单位漏磁导由以上推导可知，在整节距绕组中；‘=槽口部分每段高/槽口部分每段宽对于槽形2、3, 有导体部分槽髙/ (3X槽宽其他槽形可按上述办法推导•只要槽的形状相同，定、转子的;^公式便彼此相同4，当采用双层短距绕组时，有一部分槽内上、下层导体中电流不属于同一相，尤其是当2/3时，所有槽的上、下层导体中电流均不同相。所以短距绕组产生的磁链要比整距的小，槽漏抗亦随之减小，因此要在整距绕组的心^ 上分别乘一个与绕组节距有关的节距橱抗系数

(推导从略），它们是#的函数，由图2-28或表2-11査取•表明不同节距时，

X =KUDKUI+K1KUI(整距时=1)   (2-67)

(49)定子槽漏抗

y* — 心八1 c 一 ^

^ liSKd^~ l~sKdp^ (2-68）

对于谐波漏抗X,，由谐波漏磁的由来（见图2-15及说明）可知;^的含义。因其值较X,小得多，所以当设计方案确定后，很少用它调整性能，仅偁尔用变动气隙及线圈节距在很的范围内进行调整&端部漏抗因该处的磁场分布情况很复杂，从理论上很难导出精确的计算公式，通常是在简化条件下导出公式，再根据经验加以修正^同时方案确定后，能够用来调整其数值的因素很少，并且除4极电机外，其值远较足小，斜槽漏抗；C，其值更小，故也不用它来调整性能。鉴于上述原因，对X,、式的由来及形成不予推导。

(三）电阻及消耗的有效材料的计算
（60)定子相电阻

70)空载转子齿磁密= YZT{Bt2  (2-100)

(71)空载定子轭磁密及丨。  (2-101)

(72)空载转子扼磁密一它     (2-102)

(73)空载气瞅磁密

(74>空载定子齿安匝F—^(2-104)

(75)空载转子齿安匝^no ~ HhqI* tz(2-105）

(76) 空载定子轭安匝  (2-106)

<77)空载转子轭安匝H 汹 只C2-107)

(78）空载气隙安匝F妨=0•级fB的 (2-108)

(79)空载总安匝^〇~Ftlf>+Fl2〇 -\-Fm+FjZa +F^(2-109)

(80)空载磁化电流r_“、⑷（210)

(81)定子相电流"=Vi；2+^£(2-111)’产"/〜 (2-112)

(82)定子绕组电流密度』i=A/  (A/mm2)    (2-113)

(83)线负荷

(TtDn) (A/cm) C2-114)

(84)转子电流，导条电JStiz^Jip2-\-i^2(2-115)h=ii  (A)(2-116)

端环电流IR=IzZ2/(A)(2-H7)

(85)转子电密

<88)杂散损耗，对铸铝转子/V=0.01〜0.03 (极数少者取较大值对铜条转乎尸/ =注t不论定、转子导线是铜还是铝，程序中一律称“铜耗

0, 005

P=尸;尸〆kW)                                        (2-124)

以上/V的表达式是经验公式，误差较大，应该以实测值为依据，或者根据类似产品的实
潮I值估取。杂散损耗是由于瑞部漏磁在邻近的金属件产生的呙流损挺；槽漏磁引起的导体挤
流效应使铜耗增加；气隙中存在齿、槽时的谐波磁通，它们在定、转子铁心产生表面损耗和齿部脉振损耗;以及转子导条与导条间在存在斜槽时的横向电流在铁心中产生的损耗等所致针对这些原因，降低杂耗搰施有：

离端部较近的结构件尽量用非导磁材料，如果采用导磁材料，应尽量远离绕组端部，特别是2、4极电机&

设法减少气隙中的磁通变化和谐波磁通。如采用正弦浇组，双层短节距绕组f采用磁性槽楔或半闭口槽（小型铸铝转子甚至采用闭口槽）t适当增大气隙及合理地选用少槽一近棺.配合等。

设法增加转子导条与铁心间的表面接鈹电阻如转子昨片采用氧化退火t铸铝转子进行脱壳处理等。

(沾）机械揮耗与F,都是很难用计算求得的损耗6为使计算值与试验值接近，
/V〃也应当由试验确定，或者采用类似产品（转速、风扇外径、轴承型号及通风方式相同或相近）的试验值估算。找不到这样数据时，可按下列公式估算：两极防护式